Hur fungerar en diskonantenn? DIY disc-cone antenn Huvudsakliga tekniska egenskaper

Så två ledare med en diameter på 2 mm på ett avstånd av 25 mm med ett luftgap har ett motstånd på 386Ω

En linje är 25/2 mm (386Ω), den andra är 25/1 mm (469Ω) och den tredje är dubbelt så lång som 25/2 mm (386Ω) för jämförelse:

Den blå färgen (Direkt) indikerar den inneboende impedansen för BowTie-konvibratorn när mataren är direktansluten.

Som vi kan se har uppsamlingslinjen ett mycket starkt inflytande på den resulterande impedansen. Dessutom beror transformationskoefficienten i mindre utsträckning på transformatorns resistans och mer på dess längd (relativt våglängden). Därför att För olika frekvenser representerar samma sektion av transformatorn mycket olika längder.

För att beräkna detta motstånd finns det en formel

När ZA=Z0, då Zin=Z0. En linje som matchas till källan ändrar inte den resulterande impedansen.
I andra fall multipliceras Z0 med en koefficient som beror på f*L (dvs våglängd) och beror på ZA och ZO

Längden på samlingsledningarna i en i-fas-array kan teoretiskt sett vara vilken som helst (så länge den är lika, så att signalerna anländer i-fas och summeras), men av tekniska skäl är det rationellt att utföra dem i kortast möjliga väg, förbinder golven i en rak linje. Med detta tillvägagångssätt kommer linjelängden att ställas in baserat på det optimala avståndet mellan våningarna, och matchningen måste bara förbättras genom att variera linjemotståndet: ändra ledarnas diameter eller avståndet mellan dem.

När man bygger 3 eller fler våningar är det tekniskt mycket opraktiskt att göra oberoende linjer från varje nästa våning till huggormen. Lyckligtvis kan du lägga till signalen från närliggande våningar direkt till grannens terminaler. Därför att golven är belägna ungefär i en längd av 1/2λ mellan sig själva, sedan när de passerar längs en uppsamlingsledning med en längd av 1/2λ ändras signalens fas till motsatt med 180 grader. För att sådana signaler ska summera och inte ta bort varandra måste ledarna kopplas i motfas. Alla golv är anslutna till varandra endast i motfas, med överlappande linjer. Undantaget är elnätet (matare, balun), eftersom den är placerad på lika avstånd från golven (inte nödvändigtvis den kortaste vägen), då kommer signalen på den att vara i fas när den är ansluten inte överlappad, utan direkt.

Formen på strålningsmönstret (DP) för en gemensam-mode-antenn array bestäms av mönstret av antennerna som utgör arrayen och konfigurationen av själva arrayen (antal rader, antal våningar och avstånd mellan dem).

Med två rundstrålande antenner placerade sida vid sida vid 1/2λ (mellan antennernas axlar) har mönstret i horisontalplanet formen av en åttasiffra, och det finns ingen mottagning från laterala riktningar vinkelräta mot huvudet. Om man ökar avståndet mellan antennerna minskar bredden på strålningsmönstrets huvudlob, men sidolober uppträder med maxima i riktningar vinkelräta mot huvudloben.

På ett avstånd av 0,6λ är nivån på sidoloberna 0,31 av nivån på huvudloben, och bredden på mönstret vid halv effekt reduceras med 1,2 gånger i förhållande till matrisen med ett avstånd mellan antennerna lika med 2/ 2.

På ett avstånd av 0,75λ ökar nivån på sidoloberna till 0,71 av nivån på huvudloben, och mönstrets bredd minskar med 1,5 gånger. På ett avstånd av 1λ når nivån på sidoloberna huvudlobens nivå, men strålningsmönstrets bredd reduceras med en faktor 2 jämfört med avståndet mellan antennerna på en halv våglängd.

Av detta exempel är det tydligt att det är mer ändamålsenligt att välja avstånd mellan antenner lika med våglängden. Detta ger den största avsmalningen av strålningsmönstrets huvudlob. Det finns ingen anledning att oroa sig för närvaron av sidolober, eftersom när riktningsantenner används som en del av en array tar de inte emot signaler från riktningar som är vinkelräta mot huvudet.

Detta är allmänna rekommendationer för alla typer av antenn. Det är så antenner brukar monteras när de viks genom en koaxialkabel. Sektioner av flexibel kabel av godtycklig (så lång som samma) längd läggs på ett godtyckligt sätt. Att ändra avståndet mellan antennerna stör inte matchningen och summeringen, så du kan välja valfritt avstånd från 0,5 till 1λ.

Låt oss överväga ett specifikt mönster av ett rutnät med 2 BowTie-vibratorer med en reflektor, beroende på avståndet mellan golven.

2-fack strålningsmönster för 0,4 - 1λ vertikal stack

För en 2-vånings array av konantenner kan du välja valfritt avstånd från 0,4 till 1λ. Men när avståndet ökar bortom 0,6λ ökar också skärmens storlek och längden på bärbalken, d.v.s. materialåtgång, vikt ökar och hållfastheten försämras, utan att parametrarna ökar.

Dessutom, som vi redan har sett, påverkar en ökning av längden på en oöverträffad uppsamlingslinje avsevärt dess omvandlingsförhållande. Av praktiska skäl är därför 2-våningsnät utformade med ett minsta avstånd på 0,5-0,6λ.

För 3 eller fler våningar är det irrationellt att samla in signaler med hjälp av individuella linjer (de ska vara i gapet mellan vibratorn och reflektorn, borta från metallföremål) från varje våning till tee, men det är strukturellt mycket enklare att summera intilliggande golv direkt till vibratorn. Om avståndet inte är en multipel av 0,5λ, kommer signalfördröjningen i linjen inte att vara en multipel av 180 grader och signalerna kommer inte att läggas ihop i fas. Därför, för en direkt anslutning längs den kortaste vägen, är endast ett avstånd på 0,5 eller 1λ lämpligt. Vid 0,5λ ska linjerna överlappa (för att rotera fasen 180 grader), vid 1λ direkt (utan fasrotation). Av praktiska skäl som beskrivs för ett 2-våningsnät används inte ett avstånd på 1λ.

Del VI / Matchning med impedanstransformator

Nackdelen med bredbandstransformatorer är kostnaden för deras tillverkning och svårigheten att erhålla icke-flera (godtyckliga) transformationsförhållanden. Låg kostnad kan endast erhållas genom massproduktion, vilket innebär för ett begränsat sortiment. Endast 4:1 baluns kan kallas de facto tillgängliga. Behovet av att producera en balun i ett annat förhållande (6:1, 8:1) sätter stopp för både massproduktion och hemgjorda produkter.

Nackdelarna med shuntkretsar är komplexiteten i tillverkningen (som med icke-standardiserade baluns), smal bandbredd och behovet av att justera provet enligt instrumenten.

Sektioner av våglinjer komplicerar inte särskilt designen av vibratorn (de kan vara dess strukturella fortsättning), de förenklar den tekniska installationen av lådan med en balun (eller en kombinerad Balun + LNA-bräda) genom att flytta lådan bortom vibratorgapet . De kan designas och tillverkas för att omvandla nästan vilket motstånd som helst till vilket som helst genom att välja längden på segmentet och dess eget motstånd.

Låt oss överväga mer i detalj den grundläggande formeln för att konvertera motstånd som ges i föregående avsnitt

Ett antal observationer följer av denna formel:

• När linjelängden är 0 eller en multipel av 1/2λ, är den resulterande resistansen lika med källresistansen, linjen ändrar inte impedansen eftersom tangenten för vinklar som är multiplar av 180 är noll
• Med en linjelängd med en förskjutning på 1/4λ från multiplar av 1/2λ, ändras det resulterande motståndet maximalt, eftersom tangenten för vinklarna 90 och 270 tenderar till oändlighet
• En linje med ett motstånd lika med källresistansen (matchad) ändrar inte den resulterande impedansen för någon linjelängd
• En linje med en fast geometrisk längd kommer att bete sig annorlunda över ett brett frekvensband när våglängden ändras. Om linjelängden i lambda närmar sig 0 eller är en multipel av 1/2λ med en ändring i frekvens, så minskar linjebidraget, om längden närmar sig 1/4λ ökar linjebidraget kraftigt. Denna egenskap kan potentiellt användas för att utjämna vibratorns egen impedans

Låt oss skapa Excel för att arbeta med den här formeln: goo.gl/w8z9U2 (Google Dokument)

Låt oss säga att vår BowTie vibrator har ett motstånd på Z = 750 +j0 vid frekvensen av den första resonansen.
För att konvertera 750 Ohm till 300 (för anslutning till en 4:1 balun) kan du använda en symmetrisk vågledare med en längd på endast 0,1λ (5 cm för en frekvens på 600 MHz) med ett motstånd på 231 Ohm.
Med hjälp av ovanstående kalkylator coax_calc du kan välja en kombination av tråddiameter och avstånd mellan dem för att få 231 ohm.

Del VII / Fallstudier

Vid frekvenser över 800 MHz finns det nästan ingen radioteknik där starkt riktade antenner behövs. CDMA, GSM, GPS, LTE, WiFi kräver antingen rundstrålande antenner hos abonnenten eller sektorantenner med en tydligt förutsägbar sektorform på operatörens sida.
Det finns liten efterfrågan på starkt riktade antenner bland fasta mobilabonnenter. Med hjälp av BowTie radiatorer är det teoretiskt möjligt att producera LTE-700, CDMA2000/LTE 800 Mhz, GSM/UMTS/LTE-900 och CDMA2000/LTE 450 Mhz antenner. Industrin tillverkade inte sådana antenner, men Del VIII vi ska försöka konstruera en sådan antenn och samtidigt kontrollera hur effektiv och konkurrenskraftig en sådan design är.

Vid frekvenser över 2 GHz kan konantenner endast tillverkas med en tryckt metod (microstrip), det finns inga fördelar i parametrar eller enkel design och tillverkning jämfört med patch-antenner vid sådana frekvenser.

I intervallet mellan 300 och 800 MHz fungerar bara TV-sändningar: PAL/SECAM/NTSC (analog) eller DVB-T/T2/T2 HD (digital).

Det var marknaden för abonnentantenner för TV-sändningar som gav konantenner oöverträffad popularitet.

På 1960-talet fick sådana antenner en stor andel av marknaden i geografiskt stora länder: Kanada och USA. Stora ytor, mestadels platta, ledde till en lägre täthet av byggande av tv-torn jämfört med Europa. För stora täckningsradier krävdes antenner med ökad förstärkning på 10...16 dB. Att uppnå sådan förstärkning från envågskanalantenner är mycket problematiskt, och att använda i-fasmatriser med 2-4 vågkanalsantenner är svårt och dyrt, jämfört med enkelheten hos en flervåningskonantenn med reflektor.

Den bredaste distributionen av sådana antenner i Östeuropa underlättades av uppkomsten av ett stort antal lågeffekts-TV-kanaler i UHF-området (1-5 kW jämfört med 20-25 kW för tre centrala tv-kanaler), för mottagning av vilka Det behövs antenner med en förstärkning på 10+ dB, liksom bredband med infångning (om än med låg förstärkning) av sektioner av MV-området, vilket eliminerade behovet av att underhålla en extra MV-antenn, ytterligare kablar, förstärkare, kombinatorer, etc.

Vi presenterar för läsaren 7 antenndesigner, noggrant optimerade (med Python-skript som använder NEC-motor för modellering) för att maximera genomsnittlig förstärkning i intervallet 470-700 MHz (21-50 UHF-kanaler) och minimera genomsnittlig SWR (SWR). Från och med 2017 är sådana antenner endast relevanta för DVB-T/T2-mottagning.

Utan reflektor:

1) 2-fack: 50x55 cm, mustasch 8x279 mm

Med reflektor/skärm:

6) 4-fack: 102x86 cm
7) 6-fack: 152x84 cm

Gain, S.W.R.

Som jämförelse har vågkanalantennen (Uda-Yagi), speciellt optimerad för samma intervall, en genomsnittlig förstärkning på 10 dBi (från 8,1 till 12,1) i 1R-5D-konfigurationen (1 reflektor, 5 direktorer, loopvibrator, 624x293x45 mm) och 12,7 dBi i 2R-15D-konfiguration (2 reflektorer, 15 direktorer, loopvibrator, L=1621 mm)

Slutsatser: När man designar antenner med en genomsnittlig förstärkning på upp till 10 dBi är traditionella vågkanalsdipolantenner enklare, mer kompakta, lättare, lättare att tillverka (både hemmagjorda och industriella) och mer hållbara. Om en förstärkning >10 dBi krävs, så tillför det att lägga till direktorer till Uda-Yagi väldigt lite till riktverkan (1R5D = 10 dBi, 2R10D = 11,5 dBi, 2R15D = 12,7 dBi), medan även en 2-vånings konantenn med reflektor ger en genomsnittlig förstärkning på 13,1 dBi.

När en genomsnittlig förstärkning på 15-16 dBi krävs finns det inget alternativ till 4- och 6-vånings konantenner. I segmentet av antenner med en förstärkning på 10-13 dB är en 2-vånings konantenn mer kompakt och enklare än långvågskanaler med 10 eller fler direktörer).

Här är en allmän bild och ett mönster av de sju antennerna, i ordningen numrerad ovan:

3D-vy, mönster @ 600 MHz

1) 2-fack: 50x55 cm, mustasch 8x279 mm

2) 3-fack: 60x50 cm, mustasch 12x241 mm

3) 3-fack (1 liten): 80x65 cm, mustasch 4x276, 4x302 och 4x190 mm

4) 1-fack: 25x72 cm (50+2x12,5 cm sidor), mustasch 4x222 mm (från exemplet i artikeln)

5) 2-fack: 86x57 cm, mustasch 4x254 mm

6) 4-fack: 102x86 cm

7) 6-fack: 152x84 cm

varning: De 6 UHF-TV-antennerna har utvecklats av DigitalHome Canadas forummedlemmar med användarvägledning holl_ands Och mclapp.

Del VIII / Analys av en industriell antenndesign

För analys togs dimensioner från ett sådant prov som kostar $3,6 (priset är detsamma som en 3-element inomhus Yagi Volna-1)

Antennen har följande element:
1) Reflektorskärm 75x50 cm, 36 cm bredd på mittdelen, sidokanter 2x8 cm böjda 4,5 cm framåt.
Skärmen består av 2x6 horisontella ledare med en diameter på 2,1 mm, var och en av de två grupperna har en höjd av 33 cm, och mellan dem (i den centrala delen av antennen) ett gap på 9 cm.
Skärmförskjutning från vibratorer - 85 mm

2) Avståndet mellan vibratorernas morrhår på alla fyra våningarna är 34 mm (i mitten av vågledarlinjerna)

3) Övre vibrator 4x254 mm mustasch med en diameter på 5 mm, med en öppningsvinkel på 45 grader

4) Tre nedre våningar - vibratorer 4x140 mm morrhår med en diameter på 4 mm, med en öppningsvinkel på 50 grader

5) Samling av tvåtrådsledning gjord av stålledare med en diameter på 2,1 mm, avståndet mellan ledarna är 34 mm vid ingångspunkterna till vibratorfästet. När man går in i elboxen 30 mm från botten och upp till 72 mm från toppen.

6) Avstånd mellan golv (1:a - överst): 1-2 = 183 mm, 2-3 = 192 mm, 3-4 = 178 mm

7) Längd på anslutningsledningar: 200 mm mellan 1-2 och 3-4. 84+132 = 223 mm mellan plan 2-3. Kraftboxens terminaler är placerade 84 mm från toppen och 132 mm från botten.

8) På varje våning finns en travers med 5 korta regissörer.

9) Antennens bärande ås är en ihålig aluminiumprofil 12x6 mm på ett avstånd av 28 mm bakom vågledarna

Låt oss säga direkt att traverser med 5 direktorer inte har någon som helst effekt på antennen vid frekvenser upp till 900 MHz. Vid frekvenser över 800 MHz adderar de bara +0,1 dB till riktningen.
Deras funktion är rent dekorativ - att förstöra antennen med ytterligare mekaniska belastningar och attrahera fåglar för att förstöra antennen.

Låt oss presentera huvudkomponenterna i antenngeometrin i våglängder, i olika delar av det deklarerade driftsområdet

Måtten på alla element i denna antenn är extremt märkliga: längden på morrhåren, avståndet mellan golv, reflektorns bredd, den avsiktliga förskjutningen (defasningen) av strömförsörjningspunkten.

Låt oss överväga egenskaperna hos individuella vibratorer (med hänsyn till skärmens inverkan).
Bay-1: Den översta långa vibratorn har en resonansfrekvens på 490 MHz och ett motstånd på 850Ω. Den andra resonansen är på 780 MHz och resistansen är 31Ω. Vid frekvenser under 300-320 MHz är strålningsmotståndet R försumbart, 320 MHz kan anses vara den lägre driftsfrekvensen. Förstärkningen av denna ena våning når 10 dBi, men strålningsmönstret är något (1 dB) förskjutet ned med 30 grader, som en hängande mage

Bay-2: Den andra vibratorn från toppen har en resonansfrekvens på 780 MHz och ett motstånd på 515Ω. Den andra resonansen ligger över 1000 MHz. Vid frekvenser under 460 MHz är strålningsmotståndet R försumbart, 460 MHz kan anses vara den lägre driftsfrekvensen. Förstärkningen av denna ena våning når 11 dBi, men strålningsmönstret är STARKT skiftat nedåt med 35 grader. Förstärkningen framåt är bara 6 dBi och nedåt med 35 grader - upp till 11,1 dBi

Bay-3: Den tredje vibratorn från toppen har en resonansfrekvens på 790 MHz och ett motstånd på 620Ω. Den andra resonansen ligger över 1000 MHz. Vid frekvenser under 440 MHz är strålningsmotståndet R försumbart, 440 MHz kan anses vara den lägre driftsfrekvensen. Förstärkningen av denna ena våning når 10,6 dBi, mönstrets form är inte förvrängd, men blickar framåt

Bay-4: Den nedre vibratorn har en resonansfrekvens på 810 MHz och ett motstånd på 570Ω. Den andra resonansen ligger över 1000 MHz. Vid frekvenser under 440 MHz är strålningsmotståndet R försumbart, 440 MHz kan anses vara den lägre driftsfrekvensen. Förstärkningen av denna ena våning når 9,6 dBi, formen på mönstret förvrängs uppåt med 20 grader (2-3 dB starkare än framåt). Den andra riktningsbubblan riktas nedåt i 30 grader.

Tillverkaren gjorde ett mycket märkligt val av längden på 3 morrhår på 3 våningar - med en resonans nära 800 MHz, och inte i mitten av UHF-området (i intervallet 600...700 MHz).
Också ett mycket märkligt val av avstånd mellan golv och längder på uppsamlingsledningar. Längden på vågledarna som överlappar är centrerad vid 750 MHz. Vid en frekvens på 470 MHz är fasfördröjningen i en sådan linje 112 istället för 180 grader.

ASP-8, 3D, Gain, SWR, Pattern

Utöver denna freeco-antenn kommer vi att analysera ChannelMaster 4251 2-våningsantennen, populär i Nordamerika.
Dess dimensioner är betydligt mindre: 38x35 cm (mot 75x50 cm)

CM4251, Gain, SWR, 3D

Förstärkningen ökar mjukt från 8 till 10 dBi, mönstret är perfekt platt och SWR är måttlig. Det finns inga resonansavvikelser mellan 400 och 900 MHz.
CM4251 med en frontalprojektion som är 2,8 gånger mindre än den för ASP-8, fungerar ungefär likadant, men utan avvikande sektioner av frekvenssvaret och utan SWR-överspänningar.

Båda antennerna är betydligt sämre än 2-våningsantennen från artikeln, optimerad med CAD.
De optimala måtten för 2 våningar är 86x57 cm (86 - bredd), denna skärm är något större än den för en "polsk torktumlare", men vänd åt sidan.
Försök att passa in 4 våningar i ett sådant område är mycket misslyckade och är endast av marknadsföringskaraktär.
Den amerikanska versionen, även om den inte har enastående förstärkning, är liten i storleken.

Del XIX / Beräkning av en starkt riktad transceiverantenn

Utmärkande egenskaper hos transceiverantenner från rena mottagande (tv)antenner är:
- matarmotstånd 50Ω
- ökade krav på låga SWR

Rent mottagande antenner är mer toleranta mot missanpassning (hög SWR) eftersom förluster i kabeln (inklusive ytterligare förluster från hög SWR) kan utjämnas genom att installera en LNA direkt i antennen vid vibratorterminalerna.

Signaleffektförluster vid ingången till LNA uppskattas vanligtvis av den ekvivalenta ökningen av brusfaktorn (SNR-försämring) från missanpassningen.
Från formeln

vi får formeln
Nf (effektiv) = Nf (nominell) + 10*log((2+SWR+1/SWR)/4)

SWR=2 och SWR=3 motsvarar en försämring av LNA-brusfaktorn med 0,5 respektive 1,25 dB.

SWR anses godtagbart för SWR-sändare<2, а хорошим КСВ<1.5

Med hjälp av teoretisk kunskap från tidigare kapitel, låt oss försöka beräkna en 2-vånings common-mode array med en bra SWR för en 50Ω belastning.

Som ett exempel, låt oss välja området 821-894 MHz (858 ±37 MHz), där CDMA2000/EV-DO-standarden fungerar.

Vi kommer att designa antennen för att fungera vid frekvenser nära resonans, eftersom med en stor imaginär del av det komplexa motståndet kommer SWR att vara långt ifrån 1 även om mataren matchas med det komplexa motståndet.

Det verkliga strålningsmotståndet ® för en konvibrator är, som vi redan vet, i storleksordningen 400-1000Ω och beror på tre huvudfaktorer:
- vibratorledarens diameter (starkt omvänt förhållande, ju tjockare ledare, desto lägre R)
- avstånd till reflektorn (starkt direkt beroende, ju längre från skärmen desto högre R)
- förekomsten av andra gallervibratorer i närheten (svagt beroende)

Denna storleksordning på R är mycket långt ifrån 50Ω, så användningen av en motståndstransformator är oundviklig.
Även om R=50Ω är det fortfarande nödvändigt att använda Bal-Un 1:1, eftersom BowTie-vibratorn är symmetrisk och koaxialkabeln är asymmetrisk.
Det enklaste sättet är att använda en kombinerad BalUn-transformator.
När du använder en 4:1-transformator är det nödvändigt att beräkna antennen med en utgång på 200Ω, när du använder en 6:1-transformator - för 300Ω.

När man lägger till en signal från 2 våningar till en utslagsplats, är utgångsresistansen från arrayen 2 gånger mindre än golvens resistans. De där. det är nödvändigt att beräkna en enda vibrator för 400Ω eller 600Ω.
Uppsamlingsledningarna ska ha samma motstånd som en enkel vibrator, d.v.s. 400Ω eller 600Ω, annars kommer de att fungera som transformatorer med oförutsägbar effekt.

Använder programmet coax_calc låt oss försöka simulera en symmetrisk vågledare vid 400Ω och 600Ω
För att få 600Ω, även med en tunn ledare d=1 mm, behövs ett avstånd på 74-75 mm. Detta är både ett ganska stort mellanrum (i förhållande till vibratorns totala bredd, ca 25-30 cm), och en ganska tunn (icke stel) ledare. För en så stor separation ökar också skyddszonen, där det inte ska finnas några metallföremål.

För att erhålla 400Ω är linjedimensionerna ganska bekväma: 35 mm avstånd, med tråd d=2,5 mm (5 mm2 tråd, vanligt inom el)

Alternativet 400Ω är också bekvämare, eftersom 4:1 baluns är allmänt tillgängliga till ett billigt pris, medan en 6:1 balun måste specialtillverkas.

Låt oss börja beräkningen med en skärm 1λ bred vid mittfrekvensen (349 mm för 858 MHz)

För att minska motståndet R till 400Ω måste du ta den tjockaste möjliga ledaren för vibratorn, eller ta bort vibratorn från skärmen. För teknisk bekvämlighet kommer vi att välja en diameter på mustaschledaren på 6 mm (detta är diametern på den övre mustaschen i den "polska torktumlaren"). Med en mustaschlängd på cirka 13-15 cm kommer de att ha tillräcklig styvhet. Tjockare rör i storleksordningen 10 mm blir dyrare och mindre bekväma att böja och fästa.

Vi skapar en geometrisk modell av antennen, som inkluderar:
- skärm 1x1λ (av 21 horisontella ledare, 2 mm i diameter, som i galvaniserat konstruktionsnät, med en stigning på 0,05λ)
- avståndet mellan vibratormorrhåren är 35 mm
- en whiskervibrator med en diameter på 6 mm och dess spegelkopia på ett avstånd av 0,6λ (±0,3λ från skärmens mitt)
- mustaschvinkel 33 grader

I flera iterationer väljer vi offset från skärmen för att erhålla R=400Ω vid centralfrekvensen (858 MHz), och efter varje iteration väljer vi längden på morrhåren för att erhålla X=0Ω (gör den imaginära delen av resistansen 0, d.v.s. ställ in antennen till resonans)

Efter 2-3 iterationer får vi en morrhårlängd på 0,4442λ (138,5 mm), en förskjutning till reflektorn på 0,2455λ (86 mm)

Vi kontrollerar impedansen (R, Z), SWR i ett brett frekvensområde (utan vågledare för närvarande, med virtuell strömförsörjning av vibratorerna med två 400Ω-källor).

3D, mönster, SWR

(Antennen kan användas tilldigital-tv)

Vi fick reda på vad mottagningsområdet beror på

Funderade på frågan om kabelval

Anslut antennen till TV:n med en kontakt

Vi fick reda på vad vi skulle göra antennen (och vibratorn) av

Vilka typer av reflexer tittar vi på?

Vald monteringsmetod för antennbom

Antennmontering. Fäst antennelement

Vi tittade på antennfästet

Matchar vibratorn på en industriell UHF-antenn

Alla frågor antenntillverkning och antenndesign se

Disc-cone antenn. Bredbandsantenn.

Jag tror att du kommer att vara intresserad av att bekanta dig med bredbandsantennen med skivkon, som har en mycket!

Större bredd på mottagna frekvenser. Denna enkla antenn är inte känslig för dimensionsavvikelser när den används.

Tillverkning.

Sådana diskonantenner används oftast i våglängdsområdena meter och decimeter. Discone

Antennen består av en metallkon med en metallskiva ovanför toppen. I ett sådant

I utformningen av Fig. la används dessa bredbandsantenner i decimeterområdet.

Om du behöver programför beräkning antenner för analog och digital tv, mobil

telefon, sedan deras beskrivning och

I mätarvågsområdet ersätts konen och skivan med metallstavar. Vanligtvis satsar de på dem från 6 till 12

stavar Fig. 1b. Ibland är skivan på en diskonantenn gjord av metallnät (Fig. 1c). jag tror vi

Mest av allt kommer du att vara intresserad av en skivkonisk, vertikal antenn för UHF-området

(och digital-TV).

Ris.1 Disc-cone antenn. Bredbandsantenn. Vertikal antenn. Enkel antenn.

TV-kabeln går inuti konen. Kabelskärmen är lödd till toppen av konen, och den centrala kärnan till

mitten av skivan. I praktiken är det nödvändigt att fixera skivan på konen, isolera den från varandra (förhindra kontakt

dessa metalldelar genom fästelement). För att göra detta, använd dielektriska material.

Ris. 2 Disc-cone antenn. Bredbandsantenn. Vertikal antenn. Enkel antenn.

Optimala teoretiska dimensioner för en bredbandsdiskantenn:

d = 0,7Cmax

L = 0,25 X ... 0,33λ

S = 0,3 Cmin

A = 50...70 grader

Cmax = L

Vanligtvis Alla antennstorlekar anges i bråkdelar av signalens våglängd. Som regel tas den genomsnittliga våglängden,

Mottaget räckvidd. Jag har pratat om detta många gånger, till exempel i artikeln.

I amatörradioövningar tas vinkel A lika med 60 grader. Nu storlekarna på skivkon, bredband,

Vertikal antenn för räckvidd 100...600 MHz:

Kon - plåt, såsom koppar. Cmax = 730 mm; Cmin = 30 mm; L = 730 mm. Vinkel A är 60 grader.

Disk - plåt. Diameter d = 550 mm.

S = 10 mm. Vertikal antenningångsimpedans - 50 Ohm.

Vi löder tv-kabeln direkt till bredbandsdiskantennen.

Om kabelns skärm (eller folie) inte kan lödas, linda den tätt med koppartråd och fixera den med lödning.

Löda sedan dessa trådar. Lödpunkterna är väl tätade.

Anslut skivan och konen till en enda struktur genom isolatorer. Om skivan eller konen är gjord av sådana metaller att det är omöjligt

Löd fast kabeln till dem, nita (fäst) sedan terminalerna till dem och löd fast kabeln till terminalerna. Lödpunkter är bra

Täta.

Om det inte är möjligt att göra konen och skivan av en bredbandig, vertikal antenn av arkmaterial, då

Använd metallstänger. 8 spön vardera för disken och konen räcker. Dessutom i mitten alla stavar

De kommer att fästas på en metallplatta. I konen kommer alla stavar att fästas på en metallplatta

I form av en puck. Längden på skivstavarna kommer att vara lika med skivans radie, och i konen kommer den att vara lika med L.

Denna bredbandiga, vertikala, enkla antenn täcker både meter- och decimeterband

Frekvens Men du kan inte räkna med vinst med denna bredbandsantenn. Du får ett brett band,

Du kommer inte att få några mottagna frekvenser, men du kommer inte att få någon märkbar förstärkning. Denna skivkona, vertikala antenn kan vara

Använd i ett område med tillförlitlig mottagning med en stark signal i frånvaro av störningar och reflekterade signaler.

Om du behöver program här.

Konen är gjord i form av ett horn av en kopparplåt eller något annat material som är lätt att löda. Strömkabeln dras inuti konen och dess yttre fläta löds fast i konen, och en rengjord del av den inre kärnan 100 mm lång löds fast på en metallskiva. Skivan hålls i horisontellt läge med hjälp av isolerande stöd.

För att etablera långdistansradiokommunikation i intervallet 144-146 MHz och särskilt vid 420-425 MHz, är det nödvändigt att koncentrera strålningen av elektromagnetisk energi i form av en smal stråle och rikta den så nära horisonten som möjligt . Samtidigt är det också nödvändigt att kunna upprätta radiokommunikation med korrespondenter placerade i olika riktningar från radiostationen med en fast antenn. I det här fallet måste antennen ha ett strålningsmönster i vertikalplanet i form av en långsträckt figur åtta, och i horisontalplanet - i form av en cirkel. Ett liknande diagram kan erhållas genom att utforma en bikonisk antenn (fig. 2), som består av två metallkoner, av vilka den ena är ansluten till kabelns mittkärna och till den andra dess fläta. Nackdelen med en sådan antenn är behovet av symmetrisk excitation.

En bredbandig bikonisk skivkonantenn (fig. 3), där skivan spelar rollen som den övre konen, kräver ingen symmetrisk excitation. Tabell 1 visar dimensionerna på skivkonantenner konstruerade för drift i amatörbanden.

Med de valda antenndimensionerna är det tillrådligt att utföra arbete i området med de lägsta driftsfrekvenserna, eftersom när driftsfrekvensen ökar ökar vinkeln mellan riktningen för maximal strålning och horisonten. Antennen drivs av en kabel med en karakteristisk impedans på cirka 60-70 ohm utan matchande enheter. Skivan är isolerad från konen, som kan jordas. För att fungera i intervallet 38-40 MHz är konen och skivan gjorda av stift med en diameter på 3 - 5 mm (fig. 4). Det maximala avståndet mellan stiften bör inte överstiga 0,05L.

Litteratur:

1. K. Rothhammel. Antenner. Moskva "Energi". 1979
2. F. Burdeyny och andra Kortvågskatalog. Från DOSAAF, Moskva. 1959

Hälsningar till andra hobbyister! Här är min inställning:

För att ansluta mottagaren till antennen bestämde jag mig för att använda en bra RG-6 Reeme satellitkabel. Det fanns flera anledningar till detta:

1. Låga förluster vid 1000 MHz (cirka 17 dB vid 100 m - en av de bästa indikatorerna bland koaxialer)
2. Billiga kontakter (dessutom fanns de hemma)
3. Jag hade redan en kabel installerad på taket till parabolen, den användes för närvarande inte längre

Skillnaden i vågimpedanser var inte särskilt oroande, förlusten av 4% av signaleffekten på grund av oöverensstämmelse är ingenting jämfört med de möjliga förlusterna från att använda en 50-ohms kabel med högre förluster.

När jag stod inför valet av antenn för min mottagare bestämde jag mig för tre kandidater: 6-element, Super och discocon. Alla antenner var förklassade för 75 ohm och var ganska exakt tillverkade. Jag testade Franklin, Super-J och discocon i tur och ordning. Konstigt nog vann diskonantennen.

Jag försökte konfigurera Franklin genom att flytta anslutningspunkterna på kvartsvågskabeln, men resultaten var fortfarande inte imponerande. Det är samma historia med Super-J. Discone fungerade bättre. Här är mina gissningar om detta:

1. Franklin är en symmetrisk antenn; om du bara ansluter en asymmetrisk kraftledning (koaxialkabel) till den kommer detta att förvränga dess riktningsmönster, vilket naturligtvis kommer att leda till en minskning av förstärkningen. Helst måste du dessutom använda en balanseringsenhet.
2. Teoretisk beräkning är bra, men i praktiken kan den nödvändiga samordningen inte uppnås på grund av inverkan av många faktorer som inte kan tas med i beräkningen
3. Precisionstillverkning. Om du gör en antenn med millimeterprecision, så kanske den fungerar normalt.

Här är vad jag gillade med discokonen:

1. Kompakt storlek. Höjd ca 80 mm, bredd ca 70 mm
2. Bredband. Antennen kräver ingen justering och börjar fungera direkt efter montering.
3. Enkel tillverkning. Skivkonen är inte kritisk för tillverkningsnoggrannheten. Du kan säkert göra ett misstag på +/- 5 mm i storlek (testat av praktiken). Det finns naturligtvis ingen anledning att göra misstag i centimeter.

Ritning med mått:

Den tjocka pricken i mitten av skivan indikerar platsen där det centrala stiftet på F-kontakten är fastlödt till skivan. Skivan och basen är gjorda av ensidigt foliebelagt PCB. Konens komponenter är gjorda av koppartråd med en diameter på 2 millimeter. Koppar är förtent, men detta är inte nödvändigt. Här är vad som hände:

Under experimenten visade det sig att även en liten ökning av kabellängden leder till en försämring av mottagningen. Därför att Antennen måste installeras på taket och anslutas med en 40 meter lång kabel, en förstärkare behövs inte. Jag köpte en vanlig satellitförstärkare OPENMAX A04-20 vid 20 dB för 150 rubel. Det var också nödvändigt att se till att mottagaringången var kortsluten till DC. Som ett resultat föddes detta schema:

För injektorn: Säkringen skyddar strömförsörjningen från eventuella kortslutningar (till exempel om kabeln går sönder). Skyddsdiod D1 skyddar kretsen från blixtöverspänningar (jag såg den i kretsen av en satellittuner). När spänningen är över 24 V bryter den igenom och kortsluter kretsen. Kondensator C2 är anti-interferens. Choke L1 - HF-filter, lindad på en toroidformad ferritkärna (10 varv PEL 1.0-tråd)

För att kortsluta mottagarens DC-ingång använde jag en kvartsvågs kortsluten slinga från en bit koaxialkabel. Systemet har visat sig vara utmärkt. Under testningen påverkade slingan inte mottagningskvaliteten alls. Längden på koaxialkabelsegmentet var 45 mm (med hänsyn tagen till förkortningsfaktorn och längden på F-uttaget i splittern).

Mottagaren placerades i ett annat fodral och täcktes med ett transparent plexiskydd. Det är vackrare och lysdioderna är tydligt synliga. Generell bild av designen:

Glad radarspotting!

Skicka ditt goda arbete i kunskapsbasen är enkelt. Använd formuläret nedan

Studenter, doktorander, unga forskare som använder kunskapsbasen i sina studier och arbete kommer att vara er mycket tacksamma.

Kursprojekt

inom disciplinen Antennmatningsanordningar

på ämnet: "Diskkonantenn"

Teoretisk information om diskonantennen

Beräkning av en diskonantenn

Lista över använda källor

Teoretisk information om diskoniskAjantennere

Den största fördelen med en diskonantenn är den stora frekvensbandbredden inom vilken den kan drivas via koaxialkabel med lämplig symmetri och impedans.

Den är relativt enkel i designen och okänslig för avvikelser från nominella mått. Därför används sådana antenner i stor utsträckning i kommersiell sändning, främst i UHF- och VHF-banden.

En diskkonantenn består av en metallkon med en skiva ovanpå. Den klassificeras som en toppmatad antenn, som är utrustad med en skivformad ändkapacitans och en konformad yttre ledare.

I sin ursprungliga form används diskonantenner endast inom decimeterområdet.

I de korta vågområdena används övervägande "skelettformer" när metallytor ersätts av figurer gjorda av metallstavar, remsor, rör eller trådar (Fig. 1).

Detta säkerställer en betydande minskning av antennens vikt och vindmotstånd, såväl som kostnaden för dess tillverkning, utan märkbar skada på de elektriska egenskaperna.

I industritillverkade antenner finns det minst sex, oftare åtta, och i speciella fall tolv stavar per skiva och kon.

Det finns alternativ gjorda av fin tråd eller trådnät, såväl som blandade former av solid skiva och stavkon.

Figur 1. Disc-cone antenn och dess varianter: a - homogen; b - skelett; c - blandat.

Det schematiska diagrammet för antennen visas i fig. 2. Koaxialkabeln dras in i konen till dess topp. Där löds skärmen fast i konen, så att den senare fungerar som en fortsättning på skärmen. Kabelns inre kärna är lödd till mitten av skivan, isolerad från konen.

Fig.2 Schematisk bild av en diskonantenn

Diskkonantennen är en vertikal vibrator som täcker ett brett frekvensband på grund av sin speciella form. Liksom alla vertikala vibratorer kännetecknas den, eftersom den är en cirkulär horisontell sändare, av ett cirkulärt strålningsmönster i horisontalplanet och det välbekanta diagrammet åtta av en halvvågsvibrator i vertikalplanet. Den senare kan dock förvrängas i en eller annan grad beroende på arbetsfrekvensen. Över den nedre frekvensgränsen som antennen är konstruerad för överstiger SWR i en 50-ohm koaxialkabel inte 2 i hela frekvensområdet med ett gränsförhållande på 1:10. Detta gör det tydligt varför denna antenn används i stor utsträckning för kommersiell sändning, där det är nödvändigt att ofta ändra driftsfrekvenser eller täcka ett betydande frekvensområde. Den viktigaste egenskapen hos en diskkonantenn visade sig vara den lägre gränsfrekvensen. Den kan definieras som den lägsta driftfrekvensen vid vilken SWR-värdet i en 50-ohm koaxialkabel inte överstiger 3. Vid frekvenser under ökar SWR snabbt, och över det minskar gradvis till sitt medelvärde<1,5. Дискоконусная антенна электрически ведет себя как фильтр верхних частот с относительно крутым спадом частотной характеристики (рис. 3).

Fig. 3 Typiskt beroende av SWR hos en diskonantenn som matas via en 50-lm koaxialkabel på driftsfrekvensen.

Resultaten av att bestämma den lägsta arbetsfrekvensen beror på konens längd, skivans diameter och vinkeln vid konens spets. Som Neils experiment har visat är skivans optimala diameter oberoende av vinkeln. Längden bestäms. Enligt Kandoian är denna längd reducerad till minimifrekvensen ungefär, men Neil bestämde det.

Deras förhållande förtydligas av de matchande frekvensberoendekurvorna som Neil erhöll experimentellt. De visas i fig. 4. i något modifierad form. Abskissaxeln visar den relativa frekvensen och motsvarar referenslängden. Varje koefficientvärde motsvarar en längd uttryckt i, och för att uppskatta denna längd räcker det att multiplicera med 0,25. Det är ingen mening att hoppas på ett acceptabelt SWR-värde för en 50-ohm koaxialkabel om så är fallet. I detta fall närmar sig SWR-värdet 3,5. Den växer snabbt med minskande konöppningsvinkel.

Fig.4 Matchning av en diskonantenn och en 50-ohms koaxialkabel vid olika öppningsvinklar beroende på driftsfrekvens

Det kan ses av kurvorna att vid eventuella öppningsvinklar som anges där, värdet på SWR2, om du väljer vad som motsvarar längden reducerad till maximal arbetsvåglängd. Samtidigt fungerar den som en multiplikator för att göra förhållandet mellan frekvens och matchning mer distinkt. Kurvorna visar att likheten med ett högpassfilter är väl demonstrerad vid stora öppningsvinklar. När, fler och fler mellanliggande maxima dyker upp på matchningskurvan, vilka är oönskade för många tillämpningar. Antennens skelettstruktur kännetecknas av något olika värden, men förhållandet mellan matchning och frekvens följer samma trend.

Som regel föredrar de öppningsvinkeln vid vilken konens axiella sektion är en liksidig triangel, en. För kommersiellt tillverkade skivkonantenner varierar vinkeln från till. begränsar frekvensområdet uppifrån på ett sådant sätt att det expanderar när det minskar. Mellan och gapet finns ett samband beroende på öppningsvinkeln.

Strålningsmönstret i planet är cirkulärt och oberoende av öppningsvinkeln vid alla arbetsfrekvenser. Enligt industridata överstiger avvikelsen från den cirkulära formen i driftfrekvensområdet inte ±5 dB. Strålningsmönstret i planet vid frekvens liknar på många sätt det för en halvvågsvibrator när helljuset är vinkelrät mot antennaxeln. Öppningsvinkeln har liten effekt på strålningsmönstret i horisontalplanet vid frekvens. När arbetsfrekvensen ökar deformeras diagrammet och rör sig längre och längre bort från den ursprungliga vanliga tvålobsformen. Detta bevisas av diagrammen i planet erhållna av Neil vid öppningsvinklar, och (fig. 5). Den maximala strålningen vid arbetsfrekvenser upp till ligger övervägande i horisontalplanet vid valfri öppningsvinkel. Redan vid frekvens deformeras diagrammet så mycket att fältstyrkan i horisontalplanet minskar med 1,5 dB. Vid antennen med

vid frekvens når förlusterna 2 dB, om de bringas till den maximala strålningen av en resonans vertikal halvvågsvibrator.

Med sina mätningar visade Neil att förlusten når 3,3 dB vid frekvens och minskar igen till 2,2 dB vid frekvens. Att döma av strålningsmönstren vid högre frekvenser bestäms den övre gränsen för arbetsfrekvensen inte så mycket av matchning som av E-mönstrets praktiska användbarhet. Det är inte för inte som leverantörer av industriantenner i sina specifikationer anger betydligt snävare frekvensområden än de som kan säkerställas genom korrekt matchning.

Fig.5 Normaliserade strålningsmönster i E-planet för diskonantenner med öppningsvinkel, och

Skivans diameter påverkar också E-plansmönstret vid högre frekvenser. Om skivan är stor dämpas strålningen ovanför horisonten, men om skivan är för liten förvrängs frekvensgången och strålningen avleds mot könen. Redan från diagrammen i E-planet är det tydligt att förstärkningen av diskonantennerna reducerad till en halvvågsvibrator är lika med noll. Därför anger seriösa leverantörer av sådana antenner antingen inte deras förstärkning alls, eller ger ett värde på 0 dB (relativt en halvvågsvibrator) eller 2,15 dB (relativt en isotrop emitter).

För att driva de beskrivna antennerna via en koaxialkabel krävs varken en balunenhet (som i fallet med en halvvågsvibrator) eller matchande kedjor. På grund av sitt bredband är diskonantenner inte kritiska för dimensionerna på sina element och kräver inte inställning.

Beräkning av en diskonantenn

Med hjälp av , och de effektiva förhållandena mellan dimensionerna på antenndesignelementen och driftvåglängder som anges i stycke 1, bestämmer vi följande:

Axiella sektion av konen (på grund av förenkling för implementering i MMANA-GAL mjukvarumiljö);

Öppningsvinkel;

Vibratorlängd m;

axiell sektion m;

Skivdiameter m;

Stånglängd mm.

Eftersom endast trådantennmodeller implementeras med MMANA-GAL, kommer skivan och konen att specificeras av segment av ledare.

1. Skivan definieras med fyra stycken tråd, och konen är också implementerad.

Figur 1 - Utseendet av en diskonantenn, skelettet av elementen, som består av 4 ledningar

Figur 2 - Beroende av motstånd på frekvensen av en diskonantenn, skelett av element, som består av 4 ledningar

Figur 3 - Beroende av SWR hos en diskonantenn, skelettet av element, som består av 4 ledningar, på frekvens

Figur 5 - Beroende av förstärkningen och strålningsförhållandet framåt och bakåt för en diskkonantenn, elementens skelett, som består av 4 ledningar

Figur 6 - Strålningsmönster och tabell över parametervärden för en diskonantenn, skelett av element, som består av 4 ledningar

Figur 7 - Strålningsmönster vid en frekvens på 5 GHz för en diskonantenn, skelett av element, som består av 4 ledningar

Figur 8 - Strålningsmönster vid en frekvens av 2,4 GHz för en diskonantenn, skelett av element, som består av 4 ledningar

2. Skivan definieras med fyra stycken tråd, och konen är också implementerad.

Figur 9 - Utseendet av en diskonantenn, skelett av element, som består av 8 ledningar

Figur 10 - Beroende av motstånd på frekvensen av en diskonantenn, skelett av element, som består av 8 ledningar

Figur 11 - Beroende av SWR på frekvensen av en diskonantenn, skelettet av elementen, som består av 8 ledningar

Figur 12 - Beroende av förstärkningen och strålningsförhållandet framåt och bakåt på diskonantennens frekvens, elementens skelett, som består av 8 ledningar

Figur 13 - Strålningsmönster och tabell över parametervärden för en diskonantenn, skelett av element, som består av 8 ledningar

Figur 14 - Strålningsmönster vid en frekvens av 2,4 GHz för en diskonantenn, skelett av element, som består av 8 ledningar

Figur 15 - Strålningsmönster vid en frekvens på 5 GHz för en diskonantenn, skelett av element, som består av 8 ledningar

Slutsats

Arbetet bevisar likheten i naturen hos diskkonantenner av homogen och skelettdesign. Homogen elektriskt beter sig som ett högpassfilter, detsamma visades i graferna för stående vågförhållande i intervallet 1-7 GHz.

Lista över använda källor

1. Rothhammel K. Antenner: Transl. med honom. - 3:e uppl., tillägg. - M.: Energi, 1979

2. A.L. Drabkin, V.L. Zuzenko, A.G. Kislov / Antennmatningsanordningar, andra upplagan, reviderad och utökad, M., "Sovjetradio", 1974

3. I. Goncharenko DL2KQ-EU1TT Datormodellering av antenner. Allt om MMANA-programmet, RadioSoft, Radio magazine, Moskva, 2002

Liknande dokument

Skapande av en antennmodell och optimering av dess design. Egenskaper för en horisontell polarisationsantenn med hänsyn till egenskaperna hos jordytan i riktning mot maximal riktning och påverkan av diametern på ledarna i en symmetrisk vibrator på arbetsfrekvensbandet.

kursarbete, tillagd 2016-02-23


Symmetrisk dipolantenn, byggd av symmetriska vibratorer. Enkel installation, ger ett brett driftsfrekvensområde. Beskrivning av antennkonstruktionen, resultat av dess forskning. Inverkan av längden på den andra vibratorn på matchningen.

test, tillagt 2017-01-14


Applicering av spegelantenner. Grundläggande parametrar för en paraboloid. Beräkning av matningen, spegelparametrar och spetsigt pyramidhorn med riktningsmönster. Hornstorlek i H-plan. Antennstrålningsmönster, dess design.

test, tillagt 2011-03-20


Bestämning av förstärkningen av en dubbelslingantenn. Analys av ett system med två sändare med enkelriktad strålning. Förbättrat horisontellt strålningsmönster. För in koaxialkabeln underifrån i ramens vertikala rör.

kursarbete, tillagd 2017-10-13


Val av typ och designberäkning av en vågledarslitsantenn och riktningskopplare enligt Bethe-schemat. Genomföra beräkningar av antenndimensioner och erforderligt frekvensområde. Utveckling av ett strålningsmönster och beräkning av radardrift under olika förhållanden.

kursarbete, tillagt 2012-06-01


Beräkning av matareffektivitet. Välja typ och strömförsörjningskrets för den mottagande antennen, bestämma dess geometriska dimensioner och förstärkning. Beräkning av antennstrålningsmönstret i horisontella och vertikala plan, dess riktningskoefficient.

kursarbete, tillagd 2011-10-27


Studie av en UHF-spiralantenn. Beräkning av antennens geometriska dimensioner och dess strålningsegenskaper. Grunden för driften av en cylindrisk spiralantenn, bestämmer diametern på dess varv och lindningsstigningen. Begreppet cirkulär polarisering.

kursarbete, tillagt 2012-06-01


Beräkning av strålningsmönstret för vågledarslitsantennen, geometriska dimensioner och egenskaper hos den paraboliska reflektorn; strålningsmönster för spegelantennen; element i matarbanan; relativa fel av strukturens bredd.

test, tillagt 2013-06-16


Egenskaper hos antennens huvudkomponenter: aktiv halvvågsvibrator, reflektor och direktör. Designprocessen för en flerelementsantenn av typen "Wave Channel". Tillämpning och funktionsprincip för Pistolkors loopvibrator.

test, tillagt 2012-09-02


Beskrivning av funktionsprincipen och designegenskaperna för direktörantennen. Elektriska och strukturella beräkningar av direktörantennen. Bestämning av reflektorresistans och strålningsmönster. Utveckling av design av antenndelar och komponenter.