Transformatorer av TPI-typ. Transformers, uppslagsbok

Ris. 1. Diagram för nätverksfilterkort.

Sovjetiska TV-apparater Horizon Ts-257 använde en omkopplingsströmförsörjning med mellanliggande omvandling av nätspänningen med en frekvens på 50 Hz till rektangulära pulser med en repetitionsfrekvens på 20...30 kHz och deras efterföljande likriktning. Utspänningarna stabiliseras genom att ändra varaktigheten och upprepningshastigheten för pulserna.

Källan är gjord i form av två funktionellt kompletta enheter: en kraftmodul och ett nätverksfilterkort. Modulen isolerar TV-chassit från nätverket och element som är galvaniskt anslutna till nätverket är täckta med skärmar som begränsar åtkomsten till dem.

Huvudsakliga tekniska egenskaper hos en switchande strömförsörjning

• Maximal uteffekt, W........100
• Effektivitet..........0,8
• Gränser för förändringar i nätverksspänning, V......... 176...242
• Instabilitet av utspänningar, %, inte mer..........1
• Märkvärden för lastström, mA, spänningskällor, V:
  135 ....................500
  28 ....................340
  15 ..........700
  12 ..........600
• Vikt, kg ...................1

Ris. 2 Schematisk bild av kraftmodulen.

Den innehåller en nätspänningslikriktare (VD4-VD7), ett startsteg (VT3), stabiliseringsenheter (VT1) och blockering 4VT2), en omvandlare (VT4, VS1, T1), fyra halvvågsutgångsspänningslikriktare (VD12). -VD15) och en kompensationsspänningsstabilisator 12 V (VT5-VT7).

När TV:n är påslagen matas nätspänningen till likriktarbryggan VD4-VD7 genom ett begränsande motstånd och brusdämpande kretsar som finns på effektfilterkortet. Spänningen som likriktas av den passerar genom magnetiseringslindningen I på pulstransformatorn T1 till kollektorn på transistorn VT4. Närvaron av denna spänning på kondensatorerna C16, C19, C20 indikeras av LED HL1.

Positiv nätspänning pulserar genom kondensatorerna C10, C11 och motståndet R11 laddar kondensatorn C7 i triggersteget. Så snart spänningen mellan emittern och bas 1 hos unijunction transistor VT3 når 3 V, öppnas den och kondensatorn C7 laddas snabbt ur genom sin emitter-bas 1-övergång, emitterövergången för transistor VT4 och motstånden R14, R16. Som ett resultat öppnar transistorn VT4 i 10...14 μs. Under denna tid ökar strömmen i magnetiseringslindningen I till 3...4 A, och sedan, när transistorn VT4 är stängd, minskar den. Pulsspänningarna som uppstår på lindningarna II och V likriktas av dioderna VD2, VD8, VD9, VD11 och laddningskondensatorerna C2, C6, C14: den första av dem laddas från lindning II, de andra två laddas från lindning V. Med varje efterföljande på- och avkoppling av transistorn VT4 laddar kondensatorerna.

När det gäller de sekundära kretsarna, i det första ögonblicket efter att TV:n slås på, urladdas kondensatorerna C27-SZO, och kraftmodulen fungerar i ett läge nära en kortslutning. I det här fallet kommer all energi som ackumuleras i transformatorn T1 in i sekundärkretsarna, och det finns ingen självsvängande process i modulen.

Efter avslutad laddning av kondensatorerna skapar svängningar av magnetfältets kvarvarande energi i transformatorn T1 en sådan positiv återkopplingsspänning i lindningen V, vilket leder till uppkomsten av en självoscillerande process.

I detta läge öppnar transistorn VT4 med positiv återkopplingsspänning och stänger med spänningen på kondensatorn C14 som matas genom tyristorn VS1. Det händer så här. Den linjärt ökande strömmen hos den öppnade transistorn VT4 skapar ett spänningsfall över motstånden R14 och R16, som i positiv polaritet via cellen R10C3 tillförs styrelektroden på tyristor VS1. I det ögonblick som bestäms av drifttröskeln öppnar tyristorn, spänningen på kondensatorn C14 appliceras i omvänd polaritet till emitterövergången hos transistor VT4, och den stänger.

Att slå på tyristorn ställer alltså in varaktigheten för sågtandspulsen för kollektorströmmen för transistorn VT4 och följaktligen mängden energi som ges till sekundärkretsarna.

När modulens utgångsspänningar når nominella värden laddas kondensatorn C2 så mycket att spänningen som tas bort från delaren R1R2R3 blir större än spänningen på zenerdioden VD1 och stabiliseringsenhetens transistor VT1 öppnar. En del av dess kollektorström summeras i kretsen för tyristorkontrollelektroden med den initiala förspänningsströmmen som skapas av spänningen på kondensatorn C6 och strömmen som genereras av spänningen på motstånden R14 och R16. Som ett resultat öppnar tyristorn tidigare och kollektorströmmen för transistor VT4 minskar till 2...2,5 A.

När nätverksspänningen ökar eller belastningsströmmen minskar, ökar spänningarna på transformatorns alla lindningar, och därför ökar spänningen på kondensatorn C2. Detta leder till en ökning av kollektorströmmen för transistor VT1, tidigare öppning av tyristor VS1 och stängning av transistor VT4, och följaktligen till en minskning av den effekt som tillförs lasten. Omvänt, när nätverksspänningen minskar eller belastningsströmmen ökar, ökar effekten som överförs till belastningen. Således stabiliseras alla utspänningar på en gång. Trimmermotstånd R2 ställer in sina initiala värden.

Vid kortslutning av en av modulutgångarna avbryts självsvängningar. Som ett resultat öppnas transistorn VT4 endast av den utlösande kaskaden på transistorn VT3 och stängs av tyristorn VS1 när kollektorströmmen för transistorn VT4 når ett värde på 3,5 ... 4 A. Pulspaket visas på transformatorns lindningar, följer med frekvensen för försörjningsnätet och en fyllningsfrekvens på ca 1 kHz. I detta läge kan modulen fungera under lång tid, eftersom kollektorströmmen för transistor VT4 är begränsad till ett tillåtet värde på 4 A, och strömmarna i utgångskretsarna är begränsade till säkra värden.

För att förhindra stora strömstötar genom transistorn VT4 vid en alltför låg nätverksspänning (140 ... 160 V) och därför, i händelse av instabil drift av tyristorn VS1, tillhandahålls en blockeringsenhet, som i detta fall vrider av modulen. Basen på transistorn VT2 i denna nod tar emot en likspänning som är proportionell mot den likriktade nätspänningen från delaren R18R4, och emittern tar emot en pulsspänning med en frekvens på 50 Hz och en amplitud som bestäms av zenerdioden VD3. Deras förhållande väljs så att vid den specificerade nätverksspänningen öppnar transistorn VT2 och tyristorn VS1 öppnar med kollektorströmpulser. Den självsvängande processen upphör. När nätverksspänningen ökar stänger transistorn och påverkar inte omvandlarens funktion. För att minska instabiliteten hos 12 V-utgångsspänningen används en kompensationsspänningsstabilisator på transistorer (VT5-VT7) med kontinuerlig reglering. Dess egenskap är strömbegränsning vid kortslutning i lasten.

För att minska påverkan på andra kretsar drivs ljudkanalens utgångssteg från en separat lindning III.

I pulstransformator TPI-3 (T1) använder magnetkärna M3000NMS Ш12Х20Х15 med en luftspalt på 1,3 mm på mittstången.

Ris. 3. Layout av lindningarna på TPI-3 pulstransformatorn.

Lindningsdata för TPI-3-transformatorns strömförsörjning ges:

Alla lindningar är gjorda med PEVTL 0,45 tråd. För att likformigt fördela magnetfältet över pulstransformatorns sekundärlindningar och öka kopplingskoefficienten är lindning I uppdelad i två delar, belägna i det första och sista lagret och kopplade i serie. Stabiliseringslindning II är gjord med en stigning på 1,1 mm i ett lager. Lindning III och sektionerna 1 - 11 (I), 12-18 (IV) är lindade i två trådar. För att minska nivån av utstrålad störning infördes fyra elektrostatiska skärmar mellan lindningarna och en kortsluten skärm ovanpå den magnetiska ledaren.

Effektfilterkortet (fig. 1) innehåller element från barriärfiltret L1C1-SZ, ett strömbegränsande motstånd R1 och en anordning för automatisk avmagnetisering av kinescope-masken på termistorn R2 med positiv TKS. Den senare ger en maximal amplitud av avmagnetiseringsströmmen på upp till 6 A med en jämn minskning inom 2...3 s.

Uppmärksamhet!!! När du arbetar med strömmodulen och TV:n måste du komma ihåg att elementen på strömfilterkortet och vissa av moduldelarna är under nätspänning. Därför är det möjligt att reparera och kontrollera strömmodulen och filterkortet under spänning endast när de är anslutna till nätverket via en isoleringstransformator.

En skruvmejsel eller sladdlös borrmaskin är ett mycket bekvämt verktyg, men det finns också en betydande nackdel - med aktiv användning laddas batteriet ur mycket snabbt - på några tiotals minuter, och det tar timmar att ladda. Inte ens att ha ett extra batteri hjälper. En bra väg ut när man arbetar inomhus med en fungerande 220V strömförsörjning skulle vara en extern källa för att driva skruvmejseln från elnätet, som skulle kunna användas istället för ett batteri. Men tyvärr tillverkas inte specialiserade källor för att driva skruvmejslar från elnätet (endast laddare för batterier, som inte kan användas som nätkälla på grund av otillräcklig utström, utan endast som laddare).

I litteraturen och på Internet finns det förslag om att använda billaddare baserade på en krafttransformator, såväl som strömförsörjning från persondatorer och för halogenbelysningslampor, som strömkälla för en skruvmejsel med en märkspänning på 13V. Alla dessa är förmodligen bra alternativ, men utan att låtsas vara original föreslår jag att du gör en speciell strömförsörjning själv. Dessutom, baserat på kretsen jag har gett, kan du göra en strömförsörjning för ett annat ändamål.

Och så, källdiagrammet visas i figuren i artikeltexten.

Detta är en klassisk flyback AC-DC-omvandlare baserad på UC3842 PWM-generatorn.

Spänningen från nätverket tillförs bryggan med hjälp av dioderna VD1-VD4. En konstant spänning på ca 300V frigörs vid kondensatorn C1. Denna spänning driver en pulsgenerator med transformator T1 vid utgången. Initialt tillförs triggningsspänningen till kraftstiftet 7 på IC Al genom motståndet R1. Mikrokretsens pulsgenerator slås på och producerar pulser vid stift 6. De matas till grinden till den kraftfulla fälteffekttransistorn VT1 i dräneringskretsen vars primärlindning av pulstransformatorn T1 är ansluten. Transformatorn börjar fungera och sekundärspänningar visas på sekundärlindningarna. Spänningen från lindning 7-11 likriktas med diod VD6 och används
för att driva mikrokretsen A1, som, efter att ha växlat till konstant genereringsläge, börjar förbruka ström som startströmförsörjningen på motståndet R1 inte kan stödja. Därför, om dioden VD6 inte fungerar, pulserar källan - genom R1 laddas kondensatorn C4 till den spänning som krävs för att starta mikrokretsgeneratorn, och när generatorn startar urladdar den ökade strömmen C4 och genereringen stoppar. Därefter upprepas processen. Om VD6 fungerar korrekt, omedelbart efter start växlar kretsen till ström från lindning 11 -7 på transformator T1.

Sekundärspänning 14V (vid tomgång 15V, vid full belastning 11V) tas från lindning 14-18. Den likriktas av dioden VD7 och utjämnas av kondensatorn C7.
Till skillnad från standardkretsen används här inte en skyddskrets för utgångstransistorn VT1 från ökad drain-source-ström. Och skyddsingången, stift 3 på mikrokretsen, är helt enkelt ansluten till strömförsörjningens gemensamma negativ. Anledningen till detta beslut är att författaren inte har det nödvändiga lågresistansmotståndet (trots allt måste du göra en från det som finns tillgängligt). Så transistorn här är inte skyddad från överström, vilket naturligtvis inte är särskilt bra. Systemet har dock fungerat länge utan detta skydd. Men om så önskas kan du enkelt skapa skydd genom att följa det typiska anslutningsschemat för UC3842 IC.

Detaljer. Pulstransformator T1 är en färdig TPI-8-1 från strömförsörjningsmodulen MP-403 på en inhemsk färg-TV av typ 3-USTST eller 4-USTST. Dessa TV-apparater demonteras nu ofta eller slängs helt och hållet. Ja, och TPI-8-1 transformatorer finns till försäljning. I diagrammet visas transformatorlindningarnas terminalnummer enligt markeringarna på den och på kretsschemat för MP-403-strömmodulen.

TPI-8-1-transformatorn har andra sekundära lindningar, så du kan få ytterligare 14V med lindning 16-20 (eller 28V genom att ansluta 16-20 och 14-18 i serie), 18V från lindning 12-8, 29V från lindning 12 - 10 och 125V från lindning 12-6. På så sätt kan du få en strömkälla för att driva vilken elektronisk enhet som helst, till exempel en ULF med ett försteg.

Emellertid är saken begränsad till detta, för att återspola TPI-8-1-transformatorn är ett ganska otacksamt jobb. Dess kärna är tätt limmad och när du försöker separera den går den inte sönder där du förväntar dig. Så i allmänhet kommer du inte att kunna få någon spänning från den här enheten, förutom kanske med hjälp av en sekundär nedtrappningsstabilisator.

IRF840-transistorn kan ersättas med en IRFBC40 (som i princip är densamma), eller med en BUZ90, KP707V2.

KD202-dioden kan bytas ut mot vilken modernare likriktardiod som helst med en likström på minst 10A.

Som radiator för transistor VT1 kan du använda nyckeltransistorradiatorn som finns på MP-403-modulkortet och modifiera den något.

[ 28 ]

Slut på tabell 3.3

Lindningsdata för transformatorer av TPI-typ som arbetar i pulserande strömförsörjning för stationära och bärbara TV-mottagare ges i Tabell 3 3. Schematiska elektriska diagram av TPI-transformatorer visas i Fig. 3 1

10 IS 15 15 1412 11

Fig. 3 1 Elektriska kretsar för transformatorer av TPI-2-typ

3.3. Transformatorer för flyback-omvandlare

Som nämnts ovan utför transformatorer för återgångsomvandlare funktionerna hos en lagringsenhet för elektromagnetisk energi under verkan av en puls i kretsen för omkopplingstransistorn och samtidigt ett element av galvanisk isolering mellan ingångs- och utgångsspänningarna hos Omvandlaren. Således, i det öppna tillståndet hos switchtransistorn under inverkan av en switchpuls, är transformatorns primära magnetiseringslindning ansluten till energikällan, till filterkondensatorn, och strömmen i den ökar linjärt. i detta fall är polariteten för spänningen på transformatorns sekundärlindningar sådan att likriktardioderna som ingår i deras kretsar är låsta. Vidare, när switchtransistorn stänger, ändras polariteten för spänningen på transformatorns alla lindningar till motsatta och energin som lagras i dess magnetfält går in i utjämningsfiltren i transformatorns sekundärlindningar.I detta fall är det under tillverkningen av transformatorn nödvändigt att säkerställa att den elektromagnetiska kopplingen mellan dess sekundärlindningar är maximalt möjliga. I det här fallet kommer spänningarna på alla lindningar att ha samma form och de momentana spänningsvärdena är proportionella mot antalet varv av motsvarande lindning. Sålunda fungerar tillbakagångstransformatorn som en linjär choke och intervallen för ackumulering av elektromagnetiska energin i den och överföringen av den ackumulerade energin till lasten fördelas i tid

För tillverkning av flyback-transformatorer är det bäst att använda bepansrade ferritmagnetiska kärnor (med ett gap i den centrala stången), som ger linjär magnetisering

Huvudprocedurerna för att designa transformatorer för flyback-omvandlare består av att välja kärnans material och form, bestämma toppvärdet för induktion, bestämma kärnans dimensioner, beräkna värdet på det icke-magnetiska gapet och bestämma antalet varv och beräkning av lindningarna. Dessutom är alla erforderliga värden för parametrarna för omvandlarkretselementen, som t.ex.

Induktansen för transformatorns primärlindning, topp- och effektivströmmar och transformationsförhållande måste bestämmas innan beräkningsproceduren påbörjas.

Val av kärnmaterial och form

Det vanligaste materialet för flygbacktransformatorns kärna är ferrit. Pulverformade molybden-permalloy ringkärnor har högre förluster, men de används också ofta vid frekvenser under 100 kHz, när flödessvängningen är liten - i chokes och flyback-transformatorer som används i kontinuerligt strömläge . Pulveriserade järnkärnor används ibland, men de har antingen för låga permeabilitetsvärden eller för höga förluster för praktisk användning vid byte av strömförsörjning vid frekvenser över 20 kHz.

De höga värdena för magnetisk permeabilitet (3 000 ... 100 000) för grundläggande magnetiska material tillåter dem inte att lagra mycket energi. Denna egenskap är acceptabel för en transformator, men inte för en induktor. Den stora mängden energi som måste lagras i induktorn eller återgångstransformatorn är faktiskt koncentrerad i luftgapet, vilket bryter vägen för magnetfältslinjerna inuti kärnan med hög permeabilitet. I molybdenpermalloy och pulveriserade järnkärnor lagras energi i ett omagnetiskt bindemedel som håller samman de magnetiska partiklarna. Detta fördelade gap kan inte mätas eller bestämmas direkt, istället ges den ekvivalenta magnetiska permeabiliteten för hela kärnan, med hänsyn tagen till det icke-magnetiska materialet.

Bestämning av toppinduktionsvärde

Induktans- och strömvärdena som beräknas nedan hänvisar till transformatorns primärlindning. Enkellindningen av en konventionell induktor (choke) kommer också att kallas primärlindningen. Det erforderliga induktansvärdet L och toppvärdet för kortslutningsströmmen genom 1kz induktorn bestäms av applikationskretsen. Storleken på denna ström ställs in av strömbegränsningskretsen. Tillsammans bestämmer båda dessa storheter den maximala mängden energi som induktorn måste lagra (i gapet) utan att mätta kärnan och med acceptabla förluster i magnetkärnan och ledningarna.

Därefter är det nödvändigt att bestämma det maximala toppvärdet för induktion Wmax, vilket motsvarar en toppström på 1 kz. För att minimera storleken på gapet som krävs för att lagra den erforderliga energin, bör induktorn användas så mycket som möjligt i den maximala induktionsläge. Detta minimerar antalet lindningsvarv, virvelströmsförluster och induktorstorlek och kostnad.

I praktiken begränsas värdet på Wmax antingen av kärnmättnad Bs eller av förluster i den magnetiska kretsen. Förluster i en ferritkärna är proportionella mot både frekvensen och full sving av förändringen i induktionen av DV under varje växlingscykel, upphöjd till 2,4.

I stabilisatorer som arbetar i kontinuerligt strömläge (drossel i nedstegsstabilisatorer och transformatorer i tillbakagångskretsar) är förluster i induktorkärnan vid frekvenser under 500 kHz vanligtvis obetydliga, eftersom avvikelser av den magnetiska induktionen från en konstant driftnivå är obetydliga. I dessa fall kan värdet på den maximala induktionen vara nästan lika med mättnadsinduktionsvärdet med en liten marginal. Mättnadsinduktionsvärdet för de mest kraftfulla ferriterna för starka fält som 2500Н1\/1С är högre än 0,3 T, så det maximala induktionsvärdet kan väljas lika med 0,28 ..0.3 T.

Ett schematiskt diagram av en hemmagjord strömförsörjning med en utspänning på +14V och en ström som är tillräcklig för att driva en skruvmejsel beskrivs.

En skruvmejsel eller sladdlös borrmaskin är ett mycket bekvämt verktyg, men det finns också en betydande nackdel: med aktiv användning laddas batteriet ur mycket snabbt - på några tiotals minuter, och det tar timmar att ladda.

Inte ens att ha ett extra batteri hjälper. En bra väg ut när man arbetar inomhus med en fungerande 220V strömförsörjning skulle vara en extern källa för att driva skruvmejseln från elnätet, som skulle kunna användas istället för ett batteri.

Men tyvärr tillverkas inte specialiserade källor för att driva skruvmejslar från elnätet (endast laddare för batterier, som inte kan användas som nätkälla på grund av otillräcklig utström, utan endast som laddare).

I litteraturen och på Internet finns det förslag om att använda billaddare baserade på en krafttransformator, såväl som strömförsörjning från persondatorer och för halogenbelysningslampor, som strömkälla för en skruvmejsel med en märkspänning på 13V.

Alla dessa är förmodligen bra alternativ, men utan att låtsas vara original föreslår jag att du gör en speciell strömförsörjning själv. Dessutom, baserat på kretsen jag har gett, kan du göra en strömförsörjning för ett annat ändamål.

Schematiskt diagram

Kretsen är delvis lånad från L.1, eller snarare, tanken i sig är att göra en ostabiliserad strömförsörjning med hjälp av en blockerande generatorkrets baserad på en TV-strömförsörjningstransformator.

Ris. 1. Kretsen för en enkel strömförsörjning för en skruvmejsel är gjord med en KT872-transistor.

Spänningen från nätverket tillförs bryggan med hjälp av dioderna VD1-VD4. En konstant spänning på ca 300V frigörs vid kondensatorn C1. Denna spänning driver en pulsgenerator på transistor VT1 med transformator T1 på utgången.

Kretsen på VT1 är en typisk blockerande oscillator. I transistorns kollektorkrets är primärlindningen på transformatorn T1 (1-19) ansluten. Den tar emot en spänning på 300V från utgången på likriktaren med hjälp av dioderna VD1-VD4.

För att starta blockeringsgeneratorn och säkerställa dess stabila drift, matas en förspänning från kretsen R1-R2-R3-VD6 till basen av transistorn VT1. Den positiva återkopplingen som krävs för driften av blockeringsgeneratorn tillhandahålls av en av sekundärspolarna hos pulstransformatorn T1 (7-11).

Växelspänningen från den genom kondensatorn C4 kommer in i transistorns baskrets. Dioderna VD6 och VD9 används för att generera pulser baserade på transistorn.

Diod VD5, tillsammans med krets C3-R6, begränsar överspänningar av positiv spänning vid transistorns kollektor med värdet på matningsspänningen. Diod VD8, tillsammans med kretsen R5-R4-C2, begränsar ökningen av negativ spänning på kollektorn på transistorn VT1. Sekundärspänning 14V (vid tomgång 15V, vid full belastning 11V) tas från lindning 14-18.

Den likriktas av dioden VD7 och utjämnas av kondensatorn C5. Driftsättet ställs in av trimmotstånd R3. Genom att justera den kan du inte bara uppnå tillförlitlig drift av strömförsörjningen, utan också justera utspänningen inom vissa gränser.

Detaljer och design

Transistor VT1 måste installeras på kylaren. Du kan använda en radiator från MP-403 strömförsörjning eller någon annan liknande.

Pulstransformator T1 är en färdig TPI-8-1 från strömförsörjningsmodulen MP-403 på en inhemsk färg-TV av typ 3-USTST eller 4-USTST. För en tid sedan var dessa TV-apparater antingen demonterade eller slängdes helt och hållet. Ja, och TPI-8-1 transformatorer finns till försäljning.

I diagrammet visas transformatorlindningarnas terminalnummer enligt markeringarna på den och på kretsschemat för MP-403-strömmodulen.

TPI-8-1-transformatorn har andra sekundära lindningar, så du kan få ytterligare 14V med lindning 16-20 (eller 28V genom att ansluta 16-20 och 14-18 i serie), 18V från lindning 12-8, 29V från lindning 12 - 10 och 125V från lindning 12-6.

Således är det möjligt att erhålla en strömkälla för att driva vilken elektronisk anordning som helst, till exempel en ULF med ett försteg.

Den andra figuren visar hur likriktare kan göras på sekundärlindningarna på transformatorn TPI-8-1. Dessa lindningar kan användas för enskilda likriktare eller kopplas i serie för att producera högre spänning. Dessutom är det inom vissa gränser möjligt att reglera sekundärspänningarna genom att ändra antalet varv på primärlindningen 1-19 med hjälp av dess uttag för detta.

Ris. 2. Diagram över likriktare på sekundärlindningarna på transformatorn TPI-8-1.

Emellertid är saken begränsad till detta, för att återspola TPI-8-1-transformatorn är ett ganska otacksamt jobb. Dess kärna är tätt limmad, och när du försöker separera den går den inte sönder där du förväntar dig.

Så i allmänhet kommer du inte att kunna få någon spänning från den här enheten, förutom kanske med hjälp av en sekundär nedtrappningsstabilisator.

KD202-dioden kan bytas ut mot vilken modernare likriktardiod som helst med en likström på minst 10A. Som radiator för transistor VT1 kan du använda nyckeltransistorradiatorn som finns på MP-403-modulkortet och modifiera den något.

Shcheglov V. N. RK-02-18.

Litteratur:

1. Kompanenko L. - En enkel pulsspänningsomvandlare för en TV:s strömförsörjning. R-2008-03.